الأسي الحركة من المتوسط - اوكتاف

ذي أوديوفيلز القديمة يسأل عن نظام المنزل ولتيمات هل طويلة بالنسبة للأيام القديمة - هل تتذكر بذكاء جبل كوالبانجيركوت الصوت يطرق أن البشعة ساعة الفن ديكو المطبخ قبالة الجدار مع ميركوريس أنتال دوراتي تسجيل عام 1812 واستحضار أوهس وأهس من الأصدقاء دومبستروك الذين لم يتمكنوا من الاعتقاد آذانهم على سماع الخاص بك ضخمة 35 واط لكل قناة وصوت بوب بريسكوتس كوتكارتونز في ستريكوت في عام 1961، أولئك منا الذين يمكن أن تتحدى متقلبة زوجاتنا أو الآباء والأمهات وتنفق 355.80 بالإضافة إلى الفاحشة 10-12 تكلفة الخشب عالية الجودة الخشب الرقائقي لبناء منطقتنا 14 خزانات قدم مكعب، عاش في النعيم مع الاعتقاد الراسخ باعتقاد أن زوج من D130s و 075 الرصاص كانت جيدة مثل نظام مكبر الصوت من أي وقت مضى هناك حاجة إلى أن، الموسيقى المسجلة لا يمكن أبدا تحدي مثل هذا النظام، وأنه في بعض اليوم إذا كان لدينا أي وقت مضى حصلت على ضريبة ضخمة استرداد قد نفكر في إضافة زوج من 175DLHs لجعل النظام النهائي. كنا نخبة الصوت - كوغنوسنت الذي عقد المحكمة لأولئك الذين يعتقدون أننا العباقرة لأننا يمكن سد معا ماك 60 و بريامب ووضع فعلا التعادل القرص الصحيح لأي واحد من العديد من سجل شركة قطع القرص إقس المستخدمة في ذلك الوقت - إلى غضب عشاق الموسيقى غير المهندس. إذا كنت مثلي، طفلا من الخمسينات، وهناك احتمالات الذاكرة الخاصة بك من تلك أوائل أنظمة الكفاءة العالية الأناشيد فيكم ويجعلك تتساءل ما في العالم كل ضجة حول أنظمة المتحدث كوديجيتال-ريديكوت هو كل شيء. نعم، جبل كان جاهزا الرقمية 45 عاما قبل الرقمية كان جاهزا بالطبع، لا يزال بإمكانك الحصول على E130 و 2402 (الأرقام النموذجية الحالية من المكونات القديمة) وخداع نفسك في التفكير أن مرحبا فاي، ولكن إذا كنت لا تزال قرص الصوت كنت في عام 1961، ونتائج هذا التفكير من التاريخ سوف يثبت غير ملهم - الصوت الذي تذكر لن يكون جيدا بما فيه الكفاية بعد الآن. الصوت سوف تحصل لن ترقى إلى ذكريات من ذلك في ضوء ما كنت قد سمعت ربما على مدى السنوات ال 45 الماضية. حسنا المشجعين والبانجر، منذ عام 1961، أحرز بعض التقدم في فهم تجربة الاستماع، وأسباب أنظمة الصوت أبدا يبدو مثل العروض الحية، وكيفية تحسين هذا الوضع الغامض. ونحن نعلم كيف تعمل جميع الأجهزة الآن، ونحن نعلم الكثير عن لماذا هناك الكثير من الطرق لجعل أنظمة المتحدث سيئة. كما كان الفيلسوف الدنماركي ربما قال، كوتوديو هو مثل الفلسفة في كل خطوة أنه ينزل من الجلد القديم الذي زحف الشماعات عديمة الفائدة - أونكوت. إذا كنت ترغب في البقاء على حافة الرائدة في التكنولوجيا المفضلة لديك، عليك أن يكون لها نظرة انتقائية من التحسينات الماضية التصميم. لا مانع من حقيقة أن تودسكوت تسجيل إنجينيرسكوت يكون الشعر الأخضر وغير قادر على قراءة الموسيقى، وأن معظم ما يذهب إلى لدغات من الأقراص المدمجة البوب ​​ينبثق من مربع للبرمجة. أن نكون منصفين، وهناك الكثير من الأقراص المدمجة المسجلة بشكل جيد المتاحة للاستماع إلى، ولكل سبب للتوقع أن المواد البرنامج الجيد سوف تكون مصنوعة من قبل أولئك الذين يهتمون الموسيقى وجودة الصوت أكثر من التسويق الشامل. على الرغم من أن مبيعات جبل من المكونات الخام إلى السوق المحلية نمت باستمرار منذ الخمسينات، جبل كشركة، وقد فعلت ذلك بشكل جيد في الصوت المهنية (أنظمة الصوت المثبتة بشكل دائم، بجولة أنظمة الصوت والصوت السينما المسرحية وسماعات آلة موسيقية و والمكونات) على مدى العقود الماضية، وقد غمرت المسوقين مرحبا فاي الجمهور مع الكثير من الخيارات المتحدث الجاهزة، أن نسبة جبل إجمالي مبيعات المكونات الخام إلى سوق هاي فاي قد طغت لدرجة أن دعم هذا السوق الشريحة غير مربحة الآن. جبل يحب المشجعين المخلصين، ولكن الوقت الذي يستغرقه للرد على الآلاف من الأسئلة منهم تعوض المبيعات الناتجة. ونتيجة لذلك، وحقيقة أن جميع المكالمات المستهلكة تقريبا التي تلقاها جبل المهنية هي الآن الاستفسارات في بناء أنظمة النهائي (على الرغم من جهودنا لنرسل لك إلى هارمان أمريكا وبيع لكم مذهلة 250 تي أعلى من نظام مكبر الصوت خط المستهلك) . لقد قررت الإجابة على جميع أسئلتك في الكتابة على أمل أنك لن تتعالى و تذمر لي. هذا هو ما أنا شخصيا أعتقد أنني سوف تفعل إذا كان لدي الكثير من المال لقضاء على نظام بيتي، ولا يمكن الاعتماد على الطبيب في بعض الأحيان مع نظامه كريلرولاندسيلو فائقة مكلفة، مما يشكل تحديا لحقوق المفاخرة. هاو غود كان إيت جيت ويث برو كومبونينتس وهناك عدد كبير من أوديوفيلز غير راضين، نزوات باس والكثير من جبل مرحبا فاي الموقتون قد دعا وكتبت الإصرار على توصياتي ل أكبر أنظمة تشغيل ستيريو المنزل التي قد توفر كل الواقع الأمعاء شاذ من الشباك في موقف الجنين داخل طبل روك اند رول ركلة. على الرغم من أن مزايا التدمير الذاتي السمع هرب لي، وأنا أعرض ما أعتبر بديلا مفيدا (لأولئك الذين يميلون ذلك) لتوظيف فرقة حية وشركة الصوت جولة عندما تنشأ الرغبة في الإساءة الذاتية السمعية. لن يقسم نظام كوردريم هنا قشر الطلاء من الجدران الخاصة بك أو يكفي كنظام السلطة الفلسطينية للغرف أكبر من مبنى الجمعية العمودية نموذجية، ولكن يجب أن تلبي الرغبة الشديدة السمعية حتى بونكيرس حتى تغييرها بشكل كبير، ديسكو درويدز ومغني الراب وأكثر ماسوشي والمراوح المعدنية والصخور، في حين لا يزال توفير دقة كافية للموسيقى غرفة الباروك حساسة، الخاص بك السنوي هوغوود براندنبورغ، وتلك السجلات شعبية في كل مكان الحشرات الآثار الصوتية. يستجيب النظام لما يلي: 4 2245H السائقين 18kot مضخم صوت 2 2220H السائقين ميدباس 15quot 2 2123H السائقين المدى المتوسط ​​2 2 2445J السائقين ضغط 4kot 2 2382 قرون ثنائية الشعاع الأمامية مسطحة 2 2405 مكبرات الصوت الانعراج 1 6290 مكبر للصوت السلطة 6260 مكبرات الصوت السلطة 2 6230 مضخمات الطاقة 2 525 عمليات الانتقال النشطة 2 3105 عمليات الانتقال السلبي التكلفة الإجمالية للنظام لهذه المكونات فقط، حوالي 18،000 حتى الغبار من أوراق الرهن العقاري القديمة والغاز حتى رولز للرحلة إلى البنك لمدة ثانية على منزلك. سوف مكبر للصوت مكمل المدرجة، على الطلب، تسليم 1200 واط إلى مكبرات الصوت 18quot الأربعة، 1200 واط إلى اثنين 15kot منتصف باس السائقين، 1200 واط إلى اثنين من السائقين المدى المتوسط ​​10quot و 600 واط إلى اثنين من السائقين ضغط ووحدات مكبر الصوت. إجمالي الطاقة على الطلب هو 4200 واط نظيفة. هذا قد يضع أيضا مطالب لك - من جيرانك والشرطة المحلية. الآن قبل غاسب و إكسيكتورات كوتيش. قرون أن تكون على علم بأن كل ما سمعته هو التاريخ ومعظمها كان خطأ. نموذج 2382 هو حلق اثنين بوصة، 120 درجة نوع الدليل الموجي الجهاز مع معدل مضيئة السريع وغير موجودة تقريبا سوندكوت القرنفل الذي يرجع إلى القرن الحلق غير الخطية المرتبطة أصغر حنجرة واحدة بوصة وأسعار مضيئة الأسي وأنها لن متعود يمكن استخدامها في هذا النظام لإعادة إنتاج ترددات كافية بما يكفي لتكون بغيضة على أي حال. تذكر كتالوج جبل نسخة من الستينات: تؤخذ واجهات الموجة كوتستيب من جهارة المتفجرة في خطوة من قبل المغناطيس قوية و 4 ديوتراغمكوت. حافظ على عقل مفتوح إذا كنت تتوقع أن يكافأ مع ارتفاع مستويات ضغط الصوت. في واحدة من الطبيعة قوانين قابلة للتغيير التي يجب أن تجعل على الأقل بعض التنازلات للحصول على بعض الفوائد (مثل مستويات الصوت عالية للغاية). آسف، ولكن لا يمكنك تغيير قوانين الفيزياء مع المال. بوديس الخاص بك 7-أقدام طويل القامة الصوت سوف تبدو وكأنها 4 الترانزستور راديو بجانب النظام الخاص بك، لذلك وقف عض أظافرك وكتابة الاختيار. سوف تحتاج إلى بناء أو الحصول على خلاف ذلك (لا اتصل بنا، ونحن غير قادر على مساعدة) الخزانة التي من شأنها أن توفر حجم الداخلية من 20 قدم مكعب لكل زوج من السائقين باس 18kot، ضميمة منفصلة من 1.5 قدم مكعب لكل سائقي ميدباس 15quot، ضميمة فرعية أو حاوية منفصلة من 3 أقدام مكعب ل 10 كم السائقين المدى المتوسط ​​والأسطح المتزايدة للقرون والمتغبرات. القضية بأكملها (واحد اليسار أو اليمين عضو من الزوج) من المحتمل أن يكون بين 48 و 60 بوصة طولا، حوالي 5 أقدام واسعة، حوالي 3 أقدام عميق وسوف تزن الكثير. بناء حاويات باس منخفضة من شيء قاسية مثل 6 بوصة سكب الخرسانة يلقي حول مكبرات الصوت تصاعد حلقات مصنوعة من 14 رقائق فنلندا خشب البتولا الرقائقي، أو مجرد استخدام الخشب الرقائقي واثنين تلو أربعة تستعد لصقها و ثمل أسفل الحافة في أي مكان حيث يمكنك الكشف عن أي صدى لوحة عند قصف على لوحة الخاص بك مع 2-باوند تأطير المطرقة. والهدف هنا هو جعل الخزانات الجاهزة كما جامدة كما ملموسة أو على الأقل جامدة قدر الإمكان. ضع في اعتبارك أن النظام سوف يبدو أفضل إذا كنت بناء كل شيء في سوفيتس تصاعد تدفق في الجدار، لذلك كنت أفضل يكون عقد الإيجار طويلة أو تملك المنزل الذي تنوي تعديله. أبعاد مربع الداخلية بالضبط لمرفقات مضخم الصوت هي 41 X 33.5 X 29 بوصة. يتم استخدام الجانب 29 X 41 لتركيب مكبرات الصوت. ويتكون تنفيس مجاري الهواء من اثنين من لوحات، 9.25 X 29 بوصة المثبتة في وسط بين اثنين من مكبرات الصوت. هذا النفق مشقوق يخدم كل من لحن الضميمة واستعد الألواح الجانبية. منطقة مفتوحة من التهوية ونفق هو 4.5 X 29 بوصة (عرض مربع)، مع عمق إجمالي 10 بوصة. خط الداخلية مربع على جميع الجوانب مع طبقة واحدة من 1 بوصة سميكة، نصف جنيه الألياف الزجاجية الكثافة للتخميد انعكاس الداخلي. ليس هناك فائدة، وفي الواقع، يمكن أن يكون هناك تدهور في الأداء إذا تم استخدام الكثير من الألياف الزجاجية. الفيبرجلاس يضيف حجم الظاهري إلى العلبة. ارتد قناعا وقفازات عندما تقوم بتدوير األشياء حول االستعداد) ما لم تكن قد قمت بوضع الدعامة على الجزء الخارجي من الصندوق (أو على السطح الداخلي للوحة ثم أخذ دش بارد عند االنتهاء. ربما كنت متعود حكة والسعال لمدة أسبوع. كلمة تحذير لمحبي الحيوانات: إذا كان لديك قط، يجب عليك استخدام شاشة من أسلاك الدجاج على الطرف الداخلي من القنوات في مرفقات مكبر الصوت لمنع الخرافين غريبة من فقدان أي من تسعة حياتهم عندما مدفع من عام 1812 أوفيرتيور يوقظ لهم من قيلولة دافئة داخل منطقة الجزاء. بالنسبة للسائق ميدباس، لديك لإنشاء الصلبة جدا، الضميمة خالية من الرنين لتعيين على رأس الضميمة باس. مرة واحدة مسح في الجدار، فإنه لن يهم إذا مربعات الخاص بك لا تتطابق مع أبعاد العرض والعمق. الأبعاد الداخلية الدقيقة من الضميمة ميدباس هي 18.9 X 15.4 X 13.4 بوصة وتحتاج إلى تنفيس تتكون من 2 بوصة X 5 بوصة فتحة، وقطع في المواد 34 بوصة من يربك، في مكان ما بالقرب من حافة سائق ميدباس . كما هو الحال مع الضميمة مكبر الصوت، وتطبيق طبقة من الألياف الزجاجية إلى الجدران الداخلية للمربع. يقع برنامج التشغيل المتوسط ​​في حاوية مغلقة منفصلة أبعادها الداخلية 10.7 X 8.7 X 7.6 بوصة. هذه العلبة أيضا، يجب أن تكون مبطنة مع نفس الحشو الألياف الزجاجية، مع طبقة إضافية ضد الجزء الخلفي من مربع. فمن الأفضل لبناء العلبة على يربك مسطحة كبيرة لاستيعاب تصاعد السائق لأنه هو 6 أعشار من بوصة أكبر من البعد العرض الداخلي من الضميمة مثالية لها وسوف يكون هناك حاجة بعض التوجيه الإغاثة لتوفير تصاعد جيدة وضمان ختم الهواء جيدة. ويمكن تركيب قرون على الحواجز 34 بوصة مصنوعة من الخشب نفسه، ولا تتطلب الجانبين أو مربعات، فقط يربك الأمامي وبعض وسيلة لدعم ما يكفي. إذا كنت معالج الصوت ذهبية أذنين، قد ترغب في كوتالينكوت توقيت إشارة الصوتية الوافدين في موقف الاستماع الخاص بك للقيام بذلك، كل ما عليك القيام به هو نقل مكبر الصوت مرة أخرى على قرن الجبهة مسطحة إلى نقطة حيث ويصطف ظهورهم من المجالس المغناطيسية اثنين عموديا، ونقل هذا التجمع كله إلى الأمام إلى داخل 3 بوصات من موقف التجمع المغناطيس من سائق المدى المتوسط. إذا كنت تفعل ذلك، و يحير أو قرن الجدران في نهاية المطاف تظليل سطح تصاعد سائق المدى المتوسط، ببساطة خط جميع الأسطح التي تواجه (تلك التي لديها وجهة نظر من سائق المدى المتوسط) مع سونيكس أو صوت مماثل نشرها، رغوة غير منتظمة السطح. تفعل الشيء نفسه على رأس القرن 2382 حتى مكبر الصوت لن يكون رش الصوت لأسفل على سطح عاكس. توصيل النظام بمجرد الانتهاء من خزائن وتركيب جميع السائقين والقرون وبذل كل ما في وسعها لتهدئة عائلتك أنك لا تحتاج إلى مساعدة العيادات الخارجية للمرضى النفسيين، يمكنك ربط كل شيء. تبدأ من خلال جعل الكابلات المتكلم من أثقل الأسلاك يمكنك أن تجد - كابل البطارية ليست كبيرة جدا الميزة الوحيدة للكابلات كوتسوتيريكوت لديها أكثر من الكابلات مكبر الصوت العادي هو أنها عادة مقياس أثقل، إلى أبعد من أنه لا يوجد قياس (أو أنه قد تم نشر) الفرق. قطع الكابلات 50 أطول مما كنت تعتقد أنك سوف تحتاج إلى الحد الأدنى المدى، ولكن كن حذرا لتحديد موقع السلطة أمبير قريبة من مكبرات الصوت حتى لا يكون هناك طول الكابل إضافية. بعناية تسمية جميع الكابلات الخاصة بك (فلف، لف، مف، هف) لليسار واليمين وعلامة قطبية إذا لزم الأمر حتى أنك لن تحصل على الخلط، وتكون مفيدة، يجب أن تكون قادرا على الشعور بأي علامات في الظلام أو حولها في الجزء الخلفي من رف أمب إذا كنت تعمل في الأماكن الضيقة. وينبغي أن يكون سلك أمب (عمليات الانتقال ومكبرات الصوت) السلكية وفقا لممارسة الهندسة المنطقية، إشارة العبور وأسلاك مكبر الصوت في زوايا قائمة وعزل أي أسباب الهيكل حسب الضرورة لمنع الحلقات الأرضية والروح. يجب أن يكون من الممكن تجميع الأسلاك ورفك أمب الخاص بك حتى لا يكون هناك همهمة، فقط بعض هسه (المرتبطة مكبرات الصوت ذات حساسية عالية) من مكبرات الصوت عندما تكون ضوابط المكاسب مفتوحة على نطاق واسع. وينبغي تعيين عمليات الانتقال 525 لتقسيم مضخم الصوت (فلف) والسائقين (لف) السائقين في 100 هرتز. و 6290 مكبر للصوت السلطة، في المقابل، متصلا اثنين من أزواج من السائقين 18quot السلكية في موازاة كل قناة، ويتم تحويل اثنين من 6260s إلى وضع أحادي جسر و كل محرك واحد من السائقين ميدباس. مخرجات مف من 525s تغذية واحدة كل 6260، تعيين إلى وضع أحادي جسر، التي ترتبط بدورها، إلى السائقين المدى المتوسط. وينبغي ضبط التردد المقسم للسائقين لف-مف على هز 500. وتنتج النواتج ذات التردد العالي (هف) من 525s المتبقي من مكبرات الطاقة (الجسرية) (6230) التي تغذي بدورها إحدى عمليات الانتقال السلبي 3105. وينبغي ضبط التردد التقسيم لقسم الموجات الديكامترية (مف-هف) على هز 1200. ترتبط برامج تشغيل الضغط 2445J بإخراج التردد المنخفض من كل 3105، و كل من مكبرات الصوت 2405 ترتبط كل النواتج عالية التردد من 3105 عمليات الانتقال. ربط السائقين ميدباس 15quot في قطبية عكسية من السائقين 18quot. ربط السائقين المدى المتوسط ​​في القطبية العكسية للسائقين ميدباس (نفس القطبية كما السائقين 18quot). يجب توصيل القرون والمكبرات الصوتية، من خلال 3105s، وفقا للتعليمات الحمراء السوداء على ورقة التعليمات كروسوفر 3105 وسلكية بحيث المدخلات إلى 3105 (محطة حمراء) هو عكس القطبية من سائق المدى المتوسط، إلا إذا كان لديك محاذاة جسديا القرن ومكبر الصوت إلى الأمام على المدى المتوسط ​​سائق، في هذه الحالة سيكون لديك لقطبية القطبية من المدخلات 3105s. (ملاحظة: هذا البند واحد قد تتطلب بعض فودجينغ والتكيف بما في ذلك التجريب القطبية، لتحقيق أفضل مجموعة تأخير الخصائص). تونينغ و توكينغ بعد الانتهاء من وضع كل شيء معا وبيغ كل ذلك مهنيا في جدار غرفة المعيشة الخاصة بك، وسوف تحتاج إلى الحصول على 13 محلل الطيف اوكتاف أو مهندس الصوت الذي لديه واحد، ووضع كل شيء بشكل صحيح عن طريق ضبط الضوابط المكاسب وما شابه ذلك. إذا كنت تعيش في منطقة حضرية، قد تجد شخص مع آلة تف الذي هو غريبة بما فيه الكفاية لقياس و قرص نظام أمثال الذي كان من المؤكد تقريبا لم يسبق له مثيل. أوصي بأن كنت لا تحاول أن تلعب أي الموسيقى من خلال النظام حتى بعض القياس والتكيف يمكن القيام به، بحيث سيكون لديك أي فرصة للمعاناة المشترين يعانون عندما، لأنه لم يتم تعديل النظام بشكل صحيح، فإنه لا صوت صحيح. إذا كنت قد أنفقت هذا الكثير من المال، كنت مدين لنفسك لإنهاء المهمة بشكل صحيح. أفضل طريقة لتحديد المكاسب الصحيحة بين جميع مكبرات الصوت هي عن طريق استخدام بشكل حاد، على نطاق اوكتاف واسعة النطاق من الضوضاء الوردي. إذا لم تتوفر مرشحات الفرقة اوكتاف، استخدم قاعدة الإبهام أن مضخم الصوت هي أقل جزء حساس من النظام، لذلك يجب أن تستخدم كمرجع مستوى للمكونات الأخرى، وبعبارة أخرى تحويلها على طول الطريق ، ثم تحويل ما يصل ميدباس، المدى المتوسط، وأبواق، في هذا الترتيب، حتى مستويات سليمة مثل أنها تطابق. وقد تكون قدرات قياس استجابة التردد في نظام قياس تيف أفضل طريقة لضمان الإعداد السليم للأنظمة، كما أن القدرة على قياس الوقت والطاقة وطاقة الماكينة تجعل من السهل مواءمة المكونات فعليا على طول محور Z للمستمعين، إلى الأمام أو الخلف. نظرية التشغيل فلسفتي في تصميم نظام المتكلم هو في اتفاق مع جبلس. ببساطة، خرج الطاقة الصوتية من نظام مكبر الصوت في مجال منتشر، ريفيربيرانت، يجب أن تكون مسطحة قدر الإمكان. وينبغي أن تكون عناصر السائق الفردية أصغر من أطوال الموجة التي يطلب منها نشرها. أشعر أيضا أنه لا ينبغي التأكيد على أي من عناصر النظام أثناء التشغيل على مستويات الاستماع النموذجية. بالنسبة للأخير، وأعتقد أن السبب الأكثر أهمية، لقد اخترت ميدباس و السائقين المدى المتوسط ​​التي هي الأكثر كفاءة المتاحة من أجل البدء مع ميزة التشغيل اسميا أقل من 1 في المئة من القدرة على تصنيف القدرة. يجب أن تجد، عند الاستماع إلى هذا النظام، أن هناك جهد، أكبر من الحياة سونيك الجودة التي تجعل لاستنساخ مفصلة جدا وكشف من إشارة الدخل. ويرجع ذلك إلى حد كبير إلى حساسية عالية من مكونات النظام. على الرغم من أن هناك كل الأسباب التي تريد سائق صغير واحد لإعادة إنتاج الطيف الصوت بأكمله، ونحن نعلم من التجربة المباشرة أن السائقين الصغيرة غير قادر على التعامل مع ما يكفي من الطاقة لإنتاج ما يكفي من إخراج الصوت. يجب أن يكون مخروط المتكلم 4 بوصة لتكون قادرة على التحرك ذهابا وإيابا 4 أقدام لنقل الهواء كما أن مكبرات الصوت الفرعية في هذا النظام هي قادرة على التحرك. وبالإضافة إلى ذلك، على نطاق أوسع نطاق الترددات سائق واحد لديه لتغطية، وأكثر أنها تخضع لتشوهات دوبلر غير متناغمة وغير الموسيقية مزعجة الأصوات الناجمة عن تعديل الأصوات تردد أعلى الناجمة عن الحركات الحجاب الحاجز الكبيرة المرتبطة التردد المتزامن في وقت واحد الاستنساخ. والإجابة عن تشويه دوبلر والقدرة على مناولة القدرة هي تقسيم طيف الترددات السمعية إلى نطاقات، تمثل كل منها جزءا صغيرا من إجمالي القدرة المطلوبة، وكل منها لا يتطلب سوى محركات أصغر حجما تباعا لنشر أطوال الموجات الأصغر تباعا التي تتطلبها نطاقات التردد هذه . جوهر أداء النظام هو قدرته على تتبع العابرين، والتي، في البرمجيات الموسيقية المسجلة بشكل جيد، وسوف يكون مستويات الذروة 20 إلى 30 ديسيبل أعلى من متوسط ​​الطاقة المستخدمة للعب في مستويات الاستماع معقولة. انخفاض مكبرات الصوت كفاءة يعانون من تسخين لفائف صوتهم والضغط الناتج لاحق، من مدخلات الطاقة العالية. فكرتي هي أنه بالنسبة لمكبر الصوت لإعادة إنتاج الإشارات الواردة بأمانة، يجب أن يكون في كل لحظة من الزمن، كما لو كانت الإشارات هي المحفز الأول الذي تم الحصول عليه، فمن المستحيل أن يكون مكبر الصوت دقيقا إذا كانت الإشارات التي تم استنساخها فقط تغير مكبرات الصوت الخصائص الكهربائية أو الميكانيكية، من خلال على سبيل المثال تسخين لفائف الصوت أو تمتد المواد النشطة التي تشكل مكبرات الصوت أجزاء متحركة. وفي حالة مكبرات الصوت الكهروستاتيكية، تحدث الخسائر نتيجة القدرة المحدودة والقدرة على الحركة. كما تعاني السماعات الكهربائية من كفاءة منخفضة للغاية. الحل هو الحفاظ على مستويات الطاقة مدخلات اسميا منخفضة حتى يتم تقليل التدفئة، وللقيام بذلك من الضروري استخدام السائقين ذات الكفاءة العالية كعناصر النظام. فإن عيب المحركات عالية الكفاءة هو أنها تغطي نطاقات تردد أضيق مع زيادة كفاءتها. على العكس من ذلك، السائقين عرض النطاق الترددي واسعة (جبل LE8 هو مثال) دائما تظهر كفاءة منخفضة - مظهر مباشر من القوانين المادية. قد تتساءل لماذا من الضروري توفير مكبر للصوت 600 واط سد لسائق التي سيتم تشغيلها اسميا في واط. وتتطلب ذروة عابرة موسيقية ديسيبل 20 ديسيبل 100 مرة القدرة المطلوبة من قبل إشارة متوسطة وذروة ديسيبل 30 يتطلب 1000 الطاقة المطلوبة من قبل إشارة المتوسط. قدرة خرج 600 واط من مكبر للصوت قيادة وحدات ميدباس يمثل فقط أقل قليلا من 28 ديسيبل فوق 1 واط من احتياطي الطاقة لتتبع العابرين. إذا كنت من محبي الكهروستاتيكي أو ثنائي القطبية، فإنك سوف تسمع صوت هذا النظام حتى تعتاد على ذلك، وبعد ذلك سوف تخدع أنواع كهرباء ثنائية القطبية. قياسا على التأثير المدرك هو أن هذا النوع من النظام (نوع عالي الكفاءة) يشبه إزالة ضاغط إلكتروني من نظام مكبر الصوت الجيد. لا بد من أن يكون كوتيمي-سميرينغكوت أو كوتيماج-سميرينغكوت من أي مصدر الصوت التي ليست نقطة بسيطة في الفضاء، ولكن من خلال محاذاة عناصر النظام في خط مستقيم عمودي (باستثناء السائقين مضخم صوت)، يتم القضاء على الوقت الأفقي وتلطيخ الصورة . البشر لا ينظرون الوقت الرأسي والصورة تلطيخ إلا أنها تقفز صعودا وهبوطا أمام نظام مكبر الصوت - ممارسة أنا لا أوصي للاستماع النقدي (يقسم انتباهكم). وبما أن مكبرات الصوت المكونة من مكبرات صوت جبلس تتطابق بشكل وثيق جدا كممارسة صناعية، فإن التصوير المجسم للنظام مذهل. تنويه: كلمة خطيرة من تحذير النظام الموصوفة هنا هو قادرة بسهولة على إنتاج مستويات ضغط الصوت أكثر بكثير من التي من شأنها أن تسبب فقدان السمع لا رجعة فيه - لا تأخذ هذا بخفة. قد لا تعاني فقط من فقدان السمع الدائم، ولكن أيضا الرنين المستمر في الأذنين التي يمكن أن تسبب الأرق وتؤدي إلى اضطرابات عصبية أو مشاكل عاطفية. جبل وهذا الكاتب جعل أي ادعاءات ولا تتحمل أي مسؤولية عن تصميم وتشغيل أو عواقب استخدام النظام الموصوفة هنا. 1988 درو دانيلزديستورتيون في مكبرات الصوت السلطة. أوبداتد: 9 أوكت 2001 يظهر التشوه الناتج عن مكبر للصوت من الفئة B من الحالة الصلبة النموذجية، ويتكون من ثماني آليات يمكن أن تتشابك جميعها وتتداخل منتجات التشوه معها لإعطاء نتيجة معقدة. وتعطى طرق عزل كل آلية للدراسة، والتقليل من مساهمتها. وفي حالة تصميم التشوهات القابلة للتفادي، يمكن تصميم مضخمات الفئة B للتشوه المنخفض على نحو غير عادي (تحت 0.0005 عند 1 كيلوهرتز، 0.003 عند خز 10) كمسألة روتينية ودون تكلفة إضافية كبيرة. هذه مكبرات الصوت تحديد معيار تشويه، ولقد عينت لهم مكبرات الصوت اللامع. انقر أدناه للذهاب مباشرة إلى القسم. انقر على أرقام للحصول على نسخة كاملة الحجم. C O N T E N T S 0: المقدمة. 1: تكوين مكبر للصوت عام. 2: ثمانية تشوهات. 3: ثلاثة تشوهات غير موجودة. 4: تقنيات التحقيق مكبر للصوت. 5: آليات التشويه. 6: مفهوم مكبر للصوت اللامع. 7. استنتاجات. المراجع. مزيد من التفاصيل حول التشويه وغيرها من المسائل يمكن العثور عليها في الكتاب حصلت أخيرا جولة للكتابة: 0. مقدمة. وبالنظر إلى الأهمية الاقتصادية لمكبرات الصوت السمعية، فقد تم نشر القليل من المعلومات الموثوقة على تصميمها. وقد تم إهمال التشويه على وجه الخصوص، على الرغم من أنه هو السمة الأكثر متغير من أداء مكبر للصوت. قد يكون لديك وحدتين وضعت الجانب، واحدة تعطي 2 ثد والأخرى 0.0005 في السلطة الكاملة، وكلاهما يدعي لتوفير تجربة الصوت في نهاية المطاف. لقد تحققت من أصول التشويه في الفترة 1992-1994، وقررت أن تشويه مكبر للصوت السلطة، تقليديا شيء صعب وغامض للتصدي لها، وكان دمج ثمانية آليات أساسية، فرضه وأحيانا إلغاء، مما يعطي نتيجة معقدة. طورت طرقا لقياس وتقليل كل آلية تشويه على حدة، والنتيجة هي منهجية تصميم لجعل مكبرات الصوت من الصنف B أو الفئة A مع أداء تشويه جيد جدا قبل سنتين أو ثلاث سنوات كان يمكن اعتباره مستحيلا. 0.0008 عند 1 خز و 0.003 عند 10 خز يمكن الحصول عليها بسهولة. تعطي المنهجية نتائج موثوقة وقابلة للتكرار مع زيادات معتدلة من ردود الفعل السلبية يزيد في التعقيد والتكلفة لا تذكر. 1. تكوين مكبر الصوت العام. الشكل 1A يبين العامة لين السلطة مكبر للصوت الدائرة، مع مرحلة المدخلات التفاضلية العالمية الآن، تمثل شيئا مثل 98 من مكبرات الصوت التي بنيت من أي وقت مضى. هذا هو نقطة انطلاق واضحة لتحقيق مكبر للصوت. 1 الشكل 3 يبين مؤامرة تشويه هناك نوعان من أنظمة التشويه. أقل من 1 كيلو هرتز ثد منخفضة في 0.002 ولكن ليس الصفر، الكلمة الضوضاء 0.0006 تقريبا. فوق 1 كيلو هرتز، ثد أربعة أضعاف مع كل اوكتاف ويصل 0.5 قبل 20 كيلو هرتز. الطوبولوجيا الأساسية هي مكبر للصوت ترانزكوندوكتانس (الجهد الفرق المدخلات، الانتاج الحالي) يقود ترانزيمبدانس (تحويل تيار إلى الجهد) الجهد مكبر للصوت المرحلة، تليها وحدة كسب الطاقة العازلة. الجهد في قاعدة الترانزستور فاس هو عادة سوى بضعة مليفولتس، وهي ذات فائدة ضئيلة في حد ذاته هو الحالي مرت من مرحلة المدخلات إلى فاس التي تحسب. هذه الطوبولوجيا لديها العديد من المزايا، بما في ذلك تعويض بسيط. 2 أعلى المحتويات القسم 3 2. ذي ديستورتيونس ثمانية. وتندرج آليات التشويه لمكبر طاقة عام في ثماني فئات أساسية. التشويه 3 هو الذي تم إنشاؤه من قبل مرحلة الانتاج، وتنقسم الى ثلاث آليات مختلفة 3A، 3B، 3C التي لا علاقة لها أصلها المادي. وبالمثل، تشويه 8 عادة ما يحدث إلا في مكثف في الجزء السفلي من الذراع ردود الفعل ومع ذلك، في التصاميم المقترنة أس، قد مكثف الناتج تساهم تشويه كبير. ولا يفترض هذا التصنيف أي تقطيع أو زيادة في الحمل أو تضييق طفيف أو تذبذب طفيلي. 1 مرحلة الإدخال (متوازنة) وهكذا، فإن العامل ثد عند كسب 1.47 مرة (.00404) عند خفضه للحصول على كسب كل واقعي قدره 23، يقل بمقدار عامل (231.47) 2 245، مما يعطي 0.000017 ضئيلة عند 15 كيلوهرتز. 3.3 التشويه الحراري. يوصف التشويه الحراري في بعض الأحيان على أنه نتيجة لتغيرات درجة الحرارة الدورية في تردد إشارة، معلمات الجهاز تحوير. هذا هو مشكلة حقيقية في إكس، مع أجهزة الإدخال والمخرجات في القرب الحراري الوثيق، ولكن في مكبر للصوت السلطة مكون منفصل لا يوجد مثل هذا اقتران، وليس مثل هذا التشويه. ومن المتوقع أن يظهر التشوه الحراري كزيادة في التشوه التوافقي الثاني أو الثالث عند الترددات المنخفضة جدا، وتكون أكبر التأثيرات في مراحل الإنتاج من الصنف B حيث يختلف التبديد اختلافا كبيرا على مدى دورة. التأثير غائب كليا. هذا ربما لأن السائقين وأجهزة الإخراج لديها تقاطعات كبيرة مع الجمود الحراري العالي. و MJE340 سائق الترانزستور لديه منطقة رقاقة أربع مرات من TL072، لذلك المعلمات مثل فب من المفترض أن لا تتغير كثيرا حتى في 10 هرتز. العامل نف العالمي هو أيضا أعلى في لف. باستخدام منهجية تصميم بلدي مكبر للصوت يمكن أن تكون مصممة بشكل مباشر لإنتاج أقل من 0.0006 ثد في 10HZ (150W8-أوم) دون النظر في التشويه الحراري وهذا يشير إلى أنه ليس مشكلة. ثد المؤامرات ارتفاع في الترددات المنخفضة هي الشائعة، ولكنني وجدت دائما يمكن القضاء على ارتفاع لف عن طريق تصحيح إما فصل معيبة (تشويه 5) أو زيادة مكثف ردود الفعل. (التشويه 8) كما حجة أخرى، والنظر في التشويه المتبقية من مكبر للصوت فئة B - بوند، باستخدام إخراج سفب بحيث الانحياز هادئة تعتمد على درجات حرارة السائق وحده. عندما يتم تسليم الطاقة سينواف إلى حمولة، والمسامير كروس (ولدت من قبل وندربياسيس) على ثد المتبقية تقلل ببطء في الارتفاع على مدى بضع دقائق كما السائقين الاحماء. ارتفاع هذه المسامير يعطي مؤشرا متواصلا لدرجة حرارة السائق، والتباينات البطيئة تشير إلى ثوابت الوقت الحرارية من عشرات الثواني، واستجابة لا تذكر في 10HZ. 4.1 كسب حلقة مفتوحة وقياسها. أداء تشويه حلقة مغلقة من مكبر للصوت هو نتاج الخطي حلقة مفتوحة والعامل ردود الفعل السلبية. أما بالنسبة إلى كسب الحلقة المغلقة الثابتة، فإن عامل نف يتحدد بواسطة كسب الحلقة المفتوحة واختلافاته مع التردد. تعديل نموذجي للدائرة - على سبيل المثال تغيير قيمة R2 في الشكل 1 - التغيرات في كسب حلقة مفتوحة وكذلك الخطي ومن الضروري معرفة ما إذا كان التغيير الملحوظ يرجع إلى تحسين خطية أول أو ببساطة زيادة زيادة أول. وبالتالي الحاجة إلى طريقة سريعة ومريحة لقياس أول كسب. وتشمل الأساليب المعيارية لكسب أوب-أمب أوبين-لوب كيك كسر حلقات التغذية المرتدة والتلاعب بمكاسب الحلقة المغلقة (كل)، وهي إجراءات من غير المرجح أن تنجح مع متوسط ​​مكبر القدرة. وبالنسبة للمكبر العام في الشكل 1، فإن كسب الحلقة المفتوحة هو جهد الخرج مقسوما على الجهد التفاضلي عند المدخلات. إذا كانت استجابة التردد كل مسطحة، يتم الحصول على مؤامرة من كسب حلقة مفتوحة مقابل التردد عن طريق قياس الخطأ الجهد بين المدخلات، وإحالته إلى مستوى الإخراج. وهذا يعطي مؤامرة رأسا على عقب ترتفع في الموجات الديكامترية بدلا من السقوط، حيث أن مكبر للصوت يتطلب المزيد من الجهد الخطأ لنفس الناتج كما يزيد من التردد. الشكل 2 يبين الكسب أول من مكبر للصوت في الشكل 1. ونظرا إلى الاختبار مع مدخلات متوازنة سمر عالية، الأسلوب هو عازلة بسيطة المدخلات مكبرات الصوت التفاضلية من السعة كابل مع TL072 الجهد أتباع، والتي تضع تحميل يذكر على الدائرة، وقياس مستوى فيما يتعلق بالناتج. و تستر سمر يحدد أقصى كسب حلقة مفتوحة قابلة للقياس الصوت الدقة نظام 1 يعمل بشكل جيد جدا هنا. يتم إنتاج مؤامرة المعايرة (أثر أقل في الشكل 2) عن طريق تغذية المدخلات العازلة اثنين من نفس الإشارة وهذا يرتفع أيضا في 6dBctctave، بسبب اختلافات إدخال اختبار، ويجب أن تكون على الأقل 10dB أدناه إشارة خطأ مكبر للصوت لدقة. المنحنى يتسطح في لف، ويمكن أن يرتفع، وذلك بسبب اختلال التوازن في المكثفات حجب المدخلات اختبار هذا يجعل تحديد أدنى P1 القطب الصعب، ولكن P1 ليس معلما حيويا في حد ذاته. 4.2 المضخمات النموذجية. القسم الخطي إشارة صغيرة هو نقطة انطلاق واضحة لمكبر للصوت تشويه منخفضة التشوهات 1 و 2 يمكن أن تهيمن بسهولة أداء مكبر للصوت وتحتاج إلى دراستها دون مضاعفات مرحلة الانتاج من الدرجة باء. وتخفض الدارة إلى مكبر للصوت نموذجي يتألف من مرحلة المدخلات و فاس فقط، بالإضافة إلى متتبع خطي من الفئة A (A) كمرحلة خرج لدفع شبكة التغذية المرتدة لا يوجد تحميل خارجي. النموذج هنا يعني انخفاض التيارات بدلا من الفولتية. وينبغي أن يكون مكبر للصوت النموذج قادر على إعطاء كامل السلطة أمبير الجهد سوينغ، كما تشويه الإدخال الزوج يعتمد على مستوى الانتاج المطلق، وليس نسبة من السكك الحديدية الجهد اجتاز. يمكن لمضخمات نموذجية دون مراحل الانتاج بطيئة تعطي نتائج متفائلة مضللة لاستقرار هف. يمكن أن يكون عامل NFB عالي الاستقرار في مكبر للصوت نموذج بسهولة غير مستقرة عند إضافة مرحلة الانتاج الحقيقي. يجب أن تكون قيمة كدوم التي يتوقع للمكبر للصوت الكامل. وتؤخذ مؤامرة ثد نموذجية من نموذج أمب كما في الشكل 1 ترتفع مع منحدر حاد، كما ساهم الارتفاع الأولي في 6dBctctave من فاس إلى، ثم يهيمن عليها، وارتفاع 12dBctctave في التشويه من مرحلة المدخلات غير متوازنة. (انظر 5.1.2) 4.3 محاكاة سبيس. This is a powerful technique I use PSpice. SPICE gives insight into the open-loop linearity of both input and output stages, but applying it to the VAS is problematical as BJT Early Effect is implemented as a linear approximation. This seems unlikely to give accurate results for a stage with a large signal on its collector. Section 3 Contents Section 6 5. THE DISTORTION MECHANISMS. 5.1 DISTORTION 1. Input Pair Non-linearity The input differential pair implements one of the few forms of distortion cancellation that is truly reliable - the transconductance of the input pair are determined by transistor physics rather than matching of variable parameters such as beta. The logarithmic relation between Ic and Vbe is proverbially accurate over eight or nine decades of collector current. The prime motivation for using a differential pair as the input stage of an amplifier is its low DC offset. Apart from cancellation of the Vbe voltages, it has the extra advantage that the standing current does not flow through the feedback network. A second powerful reason, which seems less well-known, is that linearity is far superior to single-transistor input stages. Transconductance (gm) is maximal at Vin0, when the two collector currents are equal, and this maximum is proportional to the tail current Ie. 4 Device beta does not figure in the equation, and linearity of the input pair is not significantly affected by transistor type. The transconductance plot in Fig 4 shows the linearising effect of local feedback (emitter degeneration) on the voltage-incurrent-out law it plots transconductance against input voltage and demonstrates how emitter degeneration reduces peak transconductance, flattening the curve over a wider input range. Emitter degeneration markedly improves input stage linearity, but the overall amplifier NFB factor is reduced, for the vital HF closed-loop gain is determined solely by input-stage transconductance and the value of the dominant-pole capacitor. (Eqn 2) FETs seem a poor idea for the input stage. The basic gm is so low compared with BJTs that there is little scope for linearisation by adding source resistors for local degeneration, so an FET input stage will be very non-linear compared with a BJTs degenerated down to the same transconductance: see 5.1.3. Curve A in Fig 5 shows the distortion plot for a model amplifier, (5 Vrms output) designed so all distortion is negligible apart from that from the input stage with a class A output this simply means ensuring that the VAS is properly linearised. Note the vanishingly low LF distortion. For R2 10K, distortion is below the .001 noise floor until it emerges at 1 kHz, rising steeply at 12 dBoctave. This rapid increase is due to the input stage signal current doubling every octave, to feed Cdom therefore the associated second harmonic distortion doubles with each octave increase. Simultaneously the overall NFB available to linearise this distortion falls at 6dBoctave, and the combined effect is an quadrupling or 12 dBoctave rise. If the input stage is properly balanced, only third harmonic is generated, which quadruples rather than doubling as amplitude doubles, resulting in a 18 dBoctave slope however this only appears much further up the frequency range, and the total distortion produced is much less. If the VAS or output stage generates distortion it rises at only 6dBoctave, and looks quite different. 5.1.1 Input stage distortion in isolation. For serious research we need to measure input-stage non-linearity open-loop and in isolation. This is simply done with the test circuit of Fig 6. The current-to-voltage conversion op-amp uses shunt feedback to generate an AC virtual-earth at the input-pair output, and uses a third -30V rail to allow the ip pair collectors to work at a realistic DC voltage just above the V - rail the 10K feedback resistor may be scaled to prevent op-amp clipping. Input DC balance is set by the 10K pot the THD residual diminishes as balance is approached, until the second - harmonic is nulled, leaving almost pure third harmonic. 5.1.2 Input stage balance. Exact DC balance of the input differential pair is essential for minimum distortion. It seems almost unknown that even minor deviations from equality of collector current (Ic) in the input devices seriously upset the 2nd-harmonic cancellation, by moving the operating point from A to say, B, in Fig 4. The gm is both less and changing faster at B, so imbalance reduces open-loop gain as well as increasing distortion. The effect of small amounts of Ic imbalance is shown in Fig 7 Table 3 with an input of -45dBu an Ic imbalance of only 2 seriously worsens linearity, THD increasing from 0.10 to 0.16, while for 10 imbalance this deteriorates to 0.55. Ic balance needs an accuracy of 1 or better for lowest distortion at HF, where the input pair works hardest. Imbalance in either direction gives similar results. This explains the complex distortion changes that accompany the apparently simple experiment of altering the value of R2. We might design an input stage as in Fig 8a, where R1 has been selected as 1K by uninspired guesswork and R2 made high at 10K in a plausible but misguided attempt to maximise OL gain by minimising TR2 collector loading. R3 is also 10K to give the stage a notional balance unhappily this is a visual rather than electrical balance. The asymmetry is shown in the resulting collector currents this design generates a lot of avoidable second harmonic distortion, displayed in the 10K curve of Fig 5. Recognising the crucial importance of Ic balance, the circuit can be rethought as Fig 8b. If the collector currents are to be equal, R2 must be twice R1, as both have about 0.6V across them. The dramatic effect of this simple change is shown in the 2K2 curve of Fig 5 the improvement is accentuated as OL gain has also increased by some 7 dB, though this has only a minor effect on the closed-loop linearity compared with the improved input stage balance. R3 has been removed as it contributes nothing to input balance. The input pair can be approximately balanced by the correct values for R1 and R2, but we remain at the mercy of several circuit tolerances. The current-mirror configuration in Fig 8c forces the two collector currents very close to equality when global NFB is applied, giving excellent cancellation of the second harmonic the great improvement is seen in the current-mirror curve of Fig 5. A simple mirror has well - known Ib errors but they are not large enough to affect distortion. The hyperbolic-tangent law also holds for the mirrored pair, 5 but the output current swing is twice as great for the same input voltage. This doubled output is at the same distortion as a perfectly-balanced non-mirror input, as linearity depends on the input voltage, which has not changed. Putting a current-mirror in a well-balanced input stage therefore increases the total OL gain by at least 6dB, and possibly by up to 15dB if the stage was previously poorly balanced the compensation by Cdom must allow for this. Another happy consequence is that slew-rate is roughly doubled, as the input stage can now source and sink current into Cdom without wasting some in resistive collector load R2. If Cdom is 100pF, the slew-rate of Fig 9a is about 2.8Vusec up and down, while 9b gives 5.6Vusec. The unbalanced pair at Fig 8a displays further vices by giving 0.7Vusec positive-going and 5Vusec negative-going. A discrete current-mirror needs its own emitter-degeneration for accuracy. A voltage-drop across the mirror emitter-resistors of 60mV is enough to make the effect of Vbe tolerances negligible without degeneration there is significant variation in HF THD with different transistor specimens. To summarise, the advantages of a mirrored input stage are that second-harmonic distortion is eliminated, and maximum slew-rate is doubled. 5.1.3 Improving input-stage linearity. Even if the input pair has a current-mirror, HF distortion can still be excessive once it emerges from the noise floor it octuples with each doubling of frequency, and so it is well worth postponing the evil day until as far as possible up the frequency range. Input stage transconductance increases with Ic, so it is possible to raise gm by increasing the tail-current, and then reduce it back to its previous value (otherwise Cdom must be increased to maintain stability) by applying local NFB in the form of emitter-degeneration. This greatly improves input linearity, despite its rather unsettling flavour of something-for-nothing. Input transistor non-linearity can be regarded as an internal non-linear emitter resistance re, and we have reduced the value of this (by increasing Ic) and then replaced the missing part with a linear external resistor Re. The original input stage in Fig 1 has a per-device Ic of 600uA, giving a differential (ie, mirrored) gm of 23 mAV and re 41.6 Ohm. The improved version in Fig 9b has Ic 1.35mA and so re 18.6 Ohm emitter degeneration resistors of 22 Ohm are added to reduce gm back to its original value, as 18.6 22 is approx 41.6 Ohm. The THD measured by the circuit of Fig 6 for a -40dBu input voltage falls from 0.32 to 0.032, an extremely valuable linearisation which translates into an HF distortion reduction of about 5 times for a complete Class-B amplifier the full advantage is rarely gained. The remaining distortion is still visually pure third-harmonic if the input pair is balanced. The reduction of re is limited by the need for practical values of tail current. As a further benefit, increasing the tail current also increases slew rate. 5.2 DISTORTION 2 The Voltage-Amplifier Stage (or VAS) is often regarded as a critical part of a power-amplifier. It provides all the voltage gain and simultaneously the full output voltage swing. However, as is not uncommon in audio, all is not quite as it appears. A well-designed VAS stage contributes relatively little to the total distortion of an amplifier if even the simplest steps are taken to linearise it further, its contribution disappears. This is because the action of Miller dominant-pole compensation in this stage is rather elegant. It is not simply a matter of finding the most vulnerable transistor and setting it in treacle. As frequency rises and Cdom takes effect, negative feedback is no longer applied globally around the whole amplifier, which would include the higher poles, but instead is smoothly transferred to a purely local role in linearising the VAS. Since this stage is effectively a single transistor, a large amount of local NFB can be applied to it without stability problems. VAS distortion arises from the fact that the transfer characteristic of a common-emitter amplifier is curved, being a portion of an exponential. 6 This generates predominantly second-harmonic distortion, which in a closed-loop amplifier will increase at 6dBoctave with frequency. VAS distortion does not worsen for more powerful amplifiers because the stage traverses a constant proportion of its characteristic as the supply-rails are increased. This is not true of the input stage increasing output swing increases the demands on the transconductance amp as the current to drive Cdom increases. 5.2.1 Measuring VAS distortion in isolation. Isolating the VAS distortion for study requires the input pair to be specially linearised, to prevent its steeply-rising distortion characteristic from swamping the VAS contribution. This is done by heavily degenerating the input stage this also reduces open-loop gain, and the reduced global NFB factor exposes VAS non-linearity. See Fig 10, where the 6dBoctave slopes suggest an origin in the VAS. Distortion increases with frequency as Cdom rolls-off the global NFB factor. To confirm that this distortion is due solely to the VAS, it is necessary to find a method for experimentally varying VAS linearity while leaving all other circuit parameters unchanged. In a model amplifier this can be done simply by varying the V - voltage this varies the proportion of its characteristic over which the VAS swings, and thus only alters the effective VAS linearity, as input stage operation is not significantly affected. (Fig 10) The Vce of the input devices varies, but this has negligible effect. 5.2.2 VAS configurations. Various kinds of VAS are shown in Fig 11. It is important that the local open-loop gain of the VAS (that inside the local feedback loop closed by Cdom) be high, to linearise the VAS. Therefore a simple resistive collector load is unusable. Increasing the value of a resistive load to increase voltage gain decreases the VAS transistor Ic, reducing its gm and getting you back where you started. Local loop gain is enhanced by using an active load to increase the VAS collector impedance and thus increase the raw voltage gain either bootstrapping or a current-source do this effectively, though the current source is the usual choice. Both active-load techniques have another important role ensuring that the VAS can source enough current to drive the upper half of the output stage. If the VAS collector load was just a resistor to V, this capability would be lacking. The popular current source VAS is shown in Fig 11a. This works well, though the collector impedance and hence gain is limited by Early Effect and output stage loading. It is often stated that this topology provides current-drive to the output stage this is not really true. Once the local NFB loop has been closed by adding Cdom the impedance at the VAS output falls at 6dBoctave for frequencies above P1. With typical values the impedance is only a few kohm at 10kHz, and this hardly qualifies as current-drive. Fig 11b shows the bootstrapped equivalent. One drawback is that the increase in voltage gain is determined by the exact gain of the output stage, which is below unity and varies with loading. A more dependable form of bootstrapping is available if the amplifier incorporates a unity-gain buffer between the VAS collector and the output stage this is shown in Fig 11f, where R is the VAS collector load, defining VAS collector current by establishing the Vbe of the buffer transistor across itself. This voltage is constant, so R is bootstrapped and appears to the VAS collector as a constant-current source. A VAS current of 3mA is sufficient, compared with 6mA for the buffer stage. 5.2.3 VAS enhancements. The VAS distortion in Fig 10 shows the need for further improvement over that given by local NFB through Cdom, if our small-signal stages are to be distortion-free. The virtuous approach might be to try to straighten out the curved VAS characteristic, but in practice the simplest method is to increase the amount of local negative feedback around the VAS through Cdom. Equation 1 shows that LF OL gain (also the gain before Cdom is connected) is the product of input stage transconductance, TR4 beta and the collector impedance Rc. The last two factors represent the VAS gain and the local NFB can be augmented by increasing either. So long as Cdom remains the same, the global feedback factor at HF is unchanged and so stability is not affected. The effective beta of the VAS can be substantially increased by adding an emitter-follower. (Fig 11c) Adding an extra stage requires thought, for if additional phase-shift is introduced, the global loop stability will suffer. Here the extra stage is inside the Cdom Miller - loop and so there is little likelihood of trouble from this. The function of such an emitter-follower is sometimes described as buffering the input stage from the VAS but this is quite wrong its true function is VAS linearisation by enhancing local NFB through Cdom. Alternatively the VAS collector impedance can be further increased to get more local gain. This can be done with a cascode configuration - (see Fig 11d) but this technique is only useful when the VAS is not loaded by a seriously non-linear impedance. such as the input of a Class-B output stage. See section 5.4. The non-linear loading renders cascoding largely cosmetic unless a Class-A stage buffers the VAS collector from the output stage, as in Fig 11e. When a VAS-buffer is added, the drop in distortion is dramatic, as it is for the beta-enhancement method. The gain increase is ultimately limited by Early effect in the cascode and current-source transistors, and more seriously by the loading effect of the next stage, but it is of the order of 10 times and gives a useful effect. Fig 12 plots the distortion of a model amplifier with 100 Ohm input pair degeneration resistors, showing the extra distortion from a simple VAS. However, the beta-enhanced version has the THD submerged in the noise floor for most of the audio band, being well below 0.001. I think this justifies my contention that input-stage and VAS distortions need not be problems we have all but eliminated Distortions 1 and 2 from the list of eight. The beta-enhancing emitter-follower is slightly simpler than the buffered-cascode, but the cost difference is tiny. When wrestling with these kind of financial decisions it is as well to remember that the small-signal section of an amplifier usually represents less than 1 of the total cost, including mains transformer and heatsinks. Although the two VAS-linearising approaches look very different, the basic strategy of increased local feedback through Cdom is the same. Either method linearises the VAS into invisibility. 5.3 DISTORTION 3. The almost universal choice in semiconductor power amplifiers is a unity-gain output stage, specifically a voltage-follower. The most common output stages are shown in Fig 13 two versions of the double - emitter-follower, (EF) the Complementary Feedback Pair (CFP), and a source-follower FET output. The use of power FETs in output stages is often advocated. However, after much investigation, I have found the conclusion inescapable that FETs suffer not only from poor basic linearity, due to low gm, but also a crossover region that is inherently more jagged than BJTs. It is not possible to explore this in detail here, but see 7,8 A fundamental factor in determining output-stage distortion is the Class of operation. Apart from its inherent inefficiency, Class-A is ideal, having no crossover or switchoff distortion. Distortions 4, 5, 6 and 7 are direct results of Class-B operation and also disappear from a Class-A design. Distortion 1 (input-stage), Distortion 2 (VAS), and Distortion 3a (output-stage large-signal non-linearity) remain, however. Of those Class-A designs which have been published or reviewed, it is notable that the distortion produced is still significant. This need not be so see 9 for a Blameless amplifier biased into Class A, giving THD below 0.002, 10 Hz-20 kHz. It is not generally appreciated that moving into Class-AB, by increasing the quiescent current, does NOT simply trade efficiency for linearity. If the output power is above the level at which Class-A operation can be sustained, THD increases as the bias advances into AB operation. This is due to so-called gm-doubling (ie the voltage-gain increase caused by both devices conducting simultaneously in the centre of the output-voltage range, in the Class-A region) putting edges into the distortion residual that generate high-order harmonics much as under-biasing does. This vital fact is little known, presumably because gm-doubling distortion is at a relatively low level and is obscured in most amplifiers by other distortions. This is demonstrated in Fig 14a, b,c showing THD residuals for under - biasing, optimal, and over-biasing of a 150W8-Ohm amplifier at 1kHz. All non-linearities except Distortion 3 (output stage) have been eliminated. The over-biased case had its quiescent current increased until the gm-doubling edges in the residual had a 1:3 markspace ratio, and so was in Class A about one quarter of the time. All three traces were averaged 64 times to reduce noise the distortion in 14b is normally invisible in a 80 kHz measurement bandwidth. The RMS THD reading for Fig 14a was 0.00151, for 14b 0.00103, and for 14c 0.00153 Spectrum analysis of Fig 14c shows the higher harmonics to be at least 10dB greater than those for the optimal Class-B case, and comparable with 14a. In short, Class-AB offers lower distortion than Class-B below the AB threshold but more above it. Distortion 3a is the Large-Signal Non-linearity (LSN) that is produced by in both Class-A and B output stages, ultimately because of the large current swings in the active devices in bipolars, but not FETs, large collector currents reduce beta, leading to drooping gain at large output excursions. It excludes crossover and switchoff phenomena. Distortion 3b is classic crossover distortion, resulting from the non-conjugate nature of the two output halves. Distortion 3c is switchoff distortion, generated by the output devices failing to turn off quickly and cleanly at high frequencies, and is strongly frequency-dependent. The contributions of 3b and 3c to Distortion 3 occur in Class-B only. The linearity of the open-loop output stages in Fig 13 with typical values are shown in Figs 15,16,17. These diagrams were generated by SPICE, plotting incremental output gain against output voltage, with load resistance stepped from 16 to 2 Ohms, which I hope is the lowest impedance that feckless loudspeaker designers will throw at us. These plots have come to be known as wingspread diagrams, from their birdlike appearance. The power devices were Motorola MJ802 and MJ4502, which are more complementary than many so-called pairs, and minimise distracting large-signal asymmetry. The quiescent conditions are in each case set to minimise peak-to-peak gain deviations in the crossover region for 8-Ohm loading. The EF output stage. I have deliberately called this the Emitter-Follower (EF) rather than Darlington configuration, the latter implying an integrated device with driver, output, etc in one ill-conceived package. In the EF topology the input is transferred to the output via two base-emitter junctions in series, with 100 voltage feedback applied to each device separately to create cascaded emitter-followers. Fig 13a shows the most prevalent version (Type I) with driver emitter resistors R1,2 connected to the output rail. Type II uses one shared resistor Rd, and this improves HF switchoff (Fig 13b) basic linearity is the same, see Fig 15. The crossover region width is approx 10 V, and optimal bias 2.86 V..The CFP output stage. The other major type of bipolar complementary output is the Complementary Feedback Pair (CFP) or Sziklai Pair, seen in Fig 13c. The drivers now compare the output voltage with that at the stage input. Wrapping the outputs in a local NFB loop gives better linearity than EF versions with 100 feedback applied separately to driver and output transistors. The CFP topology is generally considered to show better thermal stability than the EF, because the Vbe of the output devices is inside the local NFB loop, and only the driver Vbe affects the quiescent conditions. The true situation is rather more complex. 10,11,12 The output gain plot is shown in Fig 16 Fourier analysis shows the CFP generates less than half the LSN of an emitter-follower stage. (See Table 4) It is hard to see why this topology is not more popular. The crossover region is much narrower, at about 1V. When under - biased, this appears on the distortion residual as narrower spikes than those from an emitter-follower output. Optimal bias here is 1.296V. Combining one of these stages with a distortionless small-signal section, and applying 30 dB of global NFB, we might expect an amplifier with vanishingly small THD. In fact, crossover distortion remains at HF, due to the difficulty of linearising high-order distortion with feedback that reduces with frequency Fig 18 shows the typical Blameless performance. 5.3.1 Large-Signal Nonlinearity. (Distortion 3a) LSN increases as load impedance decreases. In a typical output stage loaded with 8 Ohms or more, closed-loop LSN is negligible, the THD residual being almost entirely high-order crossover artifacts that are reduced less by NFB. As load impedance falls below 8 Ohms, third - harmonic appears in the residual, and soon dominates. The BJT output gain plots reveal that LSN is compressive, ie voltage gain falls with higher outputs. The fundamental reason for this gain-droop is the fall in output - transistor beta as Ic increases. 13 In the Emitter-Follower (EF) topology, beta falloff draws more output-base current from the driver emitter, pulling driver gain down further from unity this is the change in gain that affects the overall transfer ratio. Output-device gain is not directly affected, as given zero source impedance, beta does not appear in the equation for emitter-follower gain. As further evidence: In SPICE simulation, driving the output bases directly from zero - impedance voltage-sources (rather than drivers) abolishes the gain droop effect. The cause is in the output devices, but the effect is in the drivers. The SPICE Gummel-Poon model can be altered so output device beta does not drop with Ic (increase parameter IKF) and once more gain-droop does not occur, with drivers present. Measured LSN levels correlate well with the degree of beta-falloff shown in manufacturers data sheets. This holds for many different BJTs produced over the last 30 years. LSN does not appear to afflict FET outputs, which have no equivalent beta-falloff mechanism. See Fig 17 where the wings of the FET gain plot do not turn downwards at large outputs. LSN may be reduced in two ways: Use output devices that sustain beta well as Ic increases. The 2SC3281 and 2SA1302 transistors (Toshiba, Motorola) show much less beta-droop than average, and 4-Ohm distortion is reduced by about 1.4 times. Use two or more output devices in parallel even though this is unnecessary for handling the power output. Falloff of beta depends on collector current, and if two output devices are connected in parallel, the collector current divides in two between them, and beta-droop is much reduced. Doubling devices reduces distortion by about 1.9 times. These two techniques may be combined by using double sustained-beta devices. Doubled device results are shown in Fig 19 distortion at 80W4 Ohm has halved from 0.009 to 0.0045. 8 and 4 Ohm traces are now very close, the 4 Ohm THD being only 1.2 times higher. 5.3.2 Crossover distortion. (Distortion 3b) In a field like Audio where consensus of any sort is rare, it is widely acknowledged that crossover distortion is the worst problem afflicting Class-B power amplifiers. The pernicious nature of crossover distortion is that it occurs over a small part of the transfer characteristic, and so generates high-order harmonics. Worse still, this range is around the zero-crossing, so it is present at all levels, the THD percentage potentially increasing as output level falls, threatening very poor linearity at low powers. I investigated crossover distortion to see if it really did increase with decreasing output level in a Blameless amplifier. One problem is that an optimally-biased Blameless amplifier has such a low level of distortion at 1 kHz (0.001 or less) that the crossover artifacts are barely visible in circuit noise, even if low-noise techniques are used. Thus the THD percentage of the noise-plus-distortion residual is bound to rise with falling output, for the noise contribution remains constant this is the lowest line in Fig 20. To circumvent this, the amplifier was deliberately underbiased by varying amounts to generate ample crossover spikes these upper traces also rise as level falls, but Fig 20 shows that the THD percentage increases more slowly as level falls. Both EF and CFP output stages give similar results whatever the degree of underbias, THD increases by about 1.6 times as the output voltage is halved. In other words, reducing the output power from 25 W to 250 mW, which is pretty drastic, only increases THD by six times, and there is no sign of it increasing uncontrollably at low levels. Distortion versus level was also investigated at high frequencies, ie above 1 kHz where there is more THD to measure and optimal biasing can be used. Fig 21 shows THD versus level for the EF stage at a selection of frequencies Fig 22 shows the same for the CFP. Neither shows a sudden rise in percentage THD with falling level, though it is noticeable that the EF gives a good deal less distortion at lower power levels around 1 W. This is an unexpected observation, and is probably due to the greater width of the EF crossover region. To further get the measure of the problem, Fig 23 shows how HF distortion is greatly reduced by increasing the load resistance, providing further confirmation that almost all the 8 Ohm distortion originates as crossover in the output stage. The amount of crossover distortion produced depends crucially on optimal quiescent adjustment, so the thermal compensation used to stabilise this against changes in ambient temperature and power dissipation must be accurate. Investigation shows that the critical parameter is not quiescent current as such, but rather Vq, the quiescent voltage between the output device emitters see Fig 13. In both EF and CFP output stages, changing Re from 0.1 to 0.47 Ohms alters the optimal Iq considerably, but the values of Vbias and Vq barely change. Thus the voltage across the transistor base-emitter junctions and Res is what counts, not the resulting Iq. Selecting Re 0R1 for maximum efficiency is probably the over-riding consideration. This has the additional benefit that if the stage is erroneously over-biased into Class AB, the resulting gm-doubling distortion will only be half as bad as if the more usual 0R22 values had been used for Re. 5.3.3 Switchoff distortion. (Distortion 3c) This depends on the speed characteristics of the output devices and on the output topology. For topologies, the critical factor is whether the output stage can reverse-bias the output device base-emitter junctions to maximise the speed at which carriers are swept out, so the device is turned off quickly. The only conventional configuration that can reverse-bias the output junctions is the EF Type II, described below. The EF Type II configuration in Fig 13b is at first sight merely a pointless variation on Type I, but its valuable property is that the shared driver emitter-resistor Rd, with no output-rail connection, allows the drivers to reverse-bias the base-emitter junction of the output device being turned off. Assume that the output voltage is heading downwards through the crossover region the current through Re1 has dropped to zero, but that through Re2 is increasing, giving a voltage-drop across it, so TR4 base is caused to go more negative to get the output to the right voltage. This negative excursion is coupled to TR3 base through Rd, and can reverse bias it by up to -0.5V at 8 Ohms, increasing to -1.6V at 4-Ohms. Speed-up capacitor Cs improves this action, preventing the charge-suckout rate being limited by the resistance of Rd. A 1 uF speedup capacitor can half the THD at 40kHz, implying cleaner switchoff. The EF Type I has a similar voltage drop across Re2, but the connection of R1,R2 to the output rail prevents this from reaching TR3 base instead TR1 base is reverse-biased as the output moves negative. Charge-storage in the drivers is usually not a problem, so this does little good. Likewise, a CFP stage can only reverse-bias the driver bases, and not the outputs. The second influence on turnoff is the value of the driver emitter or collector resistors the lower they are the faster the stored charge can be removed. Applying these two criteria can reduce HF distortion markedly, but of equal importance is that it minimises overlap of output conduction at HF, which if unchecked gives an inefficient and potentially destructive increase in supply current. 14 5.4 DISTORTION 4: VAS loading distortion. Distortion 4 is that which results from the loading of the Voltage Amplifier Stage (VAS) by the non-linear input impedance of the Class-B output stage. The VAS collector impedance tends to be high, rendering it vulnerable to non-linear loading unless buffered or otherwise protected. The VAS is routinely (though usually unknowingly) linearised by applying local negative-feedback via the dominant-pole Miller capacitor, and this is a powerful argument against any other form of compensation. If VAS distortion still adds significantly to the amplifier total, then the local open-loop gain of the VAS stage can be raised to increase the local feedback factor. The obvious method is to raise the impedance at the VAS collector, and so the gain, by cascoding. However, if this is done without buffering the VAS, the loading will render the cascoding almost completely ineffective. A VAS-buffer eliminates this problem. The VAS collector impedance, while high at LF compared with other circuit nodes, falls with frequency as Cdom takes effect, so Distortion 4 is usually only visible at LF. It is also often masked by the increase in output stage distortion above dominant-pole frequency P1 as the amount of global NFB reduces. The fall in VAS impedance with frequency is demonstrated in Fig 24, obtained from a SPICE conceptual model.15 The LF impedance is that of the VAS collector resistance, but halves with each octave above P1. By 3 kHz the impedance is down to 1Kohm, and still falling. Nevertheless, it remains high enough for the input impedance of a Class-B output stage to significantly degrade linearity, the effect being shown in Fig 25. In 16 it was shown that as an alternative to cascoding, the VAS may be effectively linearised by adding an emitter-follower within the VAS local feedback loop, increasing the local NFB factor by raising effective beta rather than the collector impedance. As well as good VAS linearity, this establishes a much lower VAS collector impedance across the audio band, and is much more resistant to Distortion 4 than the cascode version. VAS buffering is not required, so this method has a lower component count. The only drawback is a greater tendency to parasitics near negative clipping, when used with a CFP output stage. Fig 26 confirms that the input impedance of an optimally-biased EF Type I output stage is highly non-linear even with an undemanding 8-Ohm load, the impedance varies by 10:1 over the output voltage swing. The Type II EF output has a 50 higher impedance around crossover, but the variation ratio is greater. CFP output stages have a more complex variation including a steep drop to below 20 KOhm around the crossover region. 5.5 DISTORTION 5: Decoupling errors. Most amplifiers incorporate small electrolytics (10 - 220uF) between each rail and ground to ensure HF stability. As a result rail-voltage variations cause current to flow into the ground. If an unregulated power supply is used, (and there are almost overwhelming reasons for doing so) the rails have non-zero AC impedance and bear voltage variations due to amplifier load currents as well as 100Hz ripple. In Class-B, the supply-rail currents are halfwave - rectified sine pulses, and if they contaminate the signal then distortion is badly degraded. The usual route for intrusion is via decoupling grounds shared with input or feedback networks, and a separate decoupler ground back to the star point is usually a complete cure.(Note that the star-point should be defined on a short spur from the heavy connection joining the reservoirs using B as the star point introduces hum due to the large reservoir-charging current pulses passing through it) Fig 27 shows the effect on an otherwise Blameless amplifier handling 60W8-Ohm, with 220uF rail decouplers at 1kHz distortion has increased by more than ten times, which is quite bad enough. However, at 20Hz the THD has increased 100-fold, turning a very good amplifier into a profoundly mediocre one by one misconceived connection. 5.6 DISTORTION 6: Induction from supply rails. Like Distortion 5, this stems directly from the Class-B nature of the output stage. The supply-rail currents are halfwave-rectified sine pulses, which can readily crosstalk into sensitive parts of the circuit by induction. This is very damaging to the distortion performance Fig 28 shows a large extra distortion component rising at about 6dBoctave. The distortion may intrude into the input circuitry, the feedback path, or even the output cables. This inductive effect was first publicised by Cherry 17. though the effect has been recognised by some practitioners for many years.18 This effect, apparently unfamiliar to most designers, seems to be a widespread cause of unnecessary distortion. The contribution of Distortion 6 can be reduced below the noise floor. Firstly, rigorously minimise loop areas in the input and feedback circuitry, ie keep each signal line very close to its ground. Secondly, limit the ability of the supply wiring to establish magnetic fields in the first place, by minimising the area of circuit loops carrying half - wave pulses. 5.7 DISTORTION 7: NFB Takeoff point distortion. There is a subtle trap in applying global NFB. Class-B output stages are awash with large halfwave-rectified currents, and if the feedback takeoff point is in slightly the wrong place, these currents contaminate the feedback signal, making it an inaccurate representation of the output voltage, and so introducing distortion Fig 29 shows the problem. At these current levels, all wires and PCB tracks must be treated as resistances, and it follows that point C is not at the same potential as point D whenever TR2 conducts. If feedback is taken from D, then a clean signal is established here, but the signal at output point C has a half - wave rectified sinewave added to it, due to the resistance C-D. The output will be distorted but the feedback loop does nothing about it as it does not know about the error. Fig 30 shows the practical result for an amplifier driving 100W into 8-Ohm. The resistive path C-D that did the damage was a mere 6mm length of heavy-gauge wirewound resistor lead. To eliminate this distortion is easy, once you are alert to the danger. Taking the NFB feed from D is not advisable as D is not a mathematical point, but has a physical extent, inside which the current distribution is unknown. Point E on the output line is much better, as half-wave currents do not flow through this arm of the circuit. 5.8 DISTORTION 8: Capacitor distortion. It seems to be little-known that electrolytic capacitors generate distortion when they have a significant AC voltage across them. It is even less well known that non-electrolytics show a similar effect in applications like Sallen Key high-pass filters. This has nothing to do with Subjectivist hypotheses about mysterious non-measurable effects this is all too real. Electrolytic distortion usually arises in DC blocking circuitry with significant resistive loading. Fig 31 shows the distortion for a 47uF 25V capacitor driving 8 Vrms into a 680 Ohm load. The distortion is a mixture of second and third harmonic, rising rapidly as frequency falls, at something between 12 and 18 dBoctave. The great danger of this mechanism is that serious distortion begins while the response roll-off has barely begun here THD reaches 0.01 at 20 Hz when the response is only down 0.2 dB. The voltage across the capacitor is 2.6 Volts peak, and this is a better warning of danger than the amount of roll-off. THD roughly triples as the applied voltage doubles the factor varies with capacitor voltage rating. The mechanism by which capacitors generate this distortion is unclear. Dielectric absorption appears to be ruled out as this is invariably modelled by adding linear components to the basic capacitor. Reverse biasing is not the problem, for DC biasing by up to 15V shows increased, not reduced distortion. Non-polarised electrolytics show the same effect but at a much greater AC voltage, typically giving the same distortion at one-tenth the frequency of a conventional capacitor of the same value cost and size generally rules out their use to combat this effect. The best solution is simply to increase the capacitor value until the LF distortion remains flat to 10 Hz. A small roll-off in the audio band is not a sufficient criterion. While the bandwidth of a system must be defined, using electrolytics in high-pass filters is never good design practice, because the tolerances are so large it is now clear they generate distortion as well. Capacitor distortion in DC-coupled power amplifiers is most likely to occur in the feedback network blocking capacitor. (C2 in Fig 1) The input capacitor C1 usually feeds a high impedance, but the feedback arm must have low resistances to minimise noise and DC offset. The feedback capacitor is thus an electrolytic, and if not quite large enough the THD shows a characteristic LF rise. Such LF rises are common, but need never occur. Capacitor distortion is usually the reason, but Distortion 5 (Rail Decoupling Distortion) can also contribute. They can be distinguished because Distortion 5 typically rises by only 6 dBoctave as frequency decreases, rather than 12 - 18 dBoctave for capacitor distortion. The distortion generated by an AC-coupled amplifiers output capacitor is more serious, as it is not confined to low frequencies. A 6800uF output capacitor driving 40 W into an 8-Ohm load gives mid-band third-harmonic distortion at .0025, as shown in Fig 32. This is five times more than a Blameless amplifier generates mid-band. Also, the LF THD rise is much steeper than in the small-signal case. 6: THE BLAMELESS AMPLIFIER CONCEPT. The basis of the design methodology is really the old clich Make the amplifier as linear as possible before applying Negative Feedback. In 5.1 and 5.2 it was demonstrated that the distortion from the small-signal stages can be made negligible compared with output-stage distortion, by balancing the input pair and adding local negative feedback to input and VAS stages. Likewise, 5.4 - 5.8 showed that Distortions 4 to 8 can be effectively eliminated by little-known but straightforward layout precautions. This leaves Distortion 3, in its three components, as the only distortion that is in any sense unavoidable, as Class-B stages free from crossover artifacts are so far beyond us. This leads to the concept of what I have called a Blameless Amplifier, the name being chosen to emphasise that the remarkably low THD comes from the avoidance of errors rather than from fundamental advances in circuitry. A Blameless Amplifier gives a distortion benchmark that varies relatively little if confined to 8-Ohm loading. It forms a well-defined point of departure for more ambitious and radical amplifier designs. So far I have used it as a basis for an extremely linear Class-A design 9. a Trimodal amplifier (so-called as it operates in any of the modes A, AB and B, as required) 19. and a Load-Invariant amplifier that minimises the THD increase with sub-8 Ohm loads.20 Above: Fig 33 shows the circuit of a Blameless Class-B amplifier. CLICK ON PICTURE FOR HIGHER-RES VIEW. Note that Fig 33 is only slightly more complex than the standard amplifier in Fig 1. The input pair now has a current-mirror to ensure input balance, and has undergone constant-gm degeneration, running at about 3.5 times the tail current of Fig 1. The VAS is linearised by addition of beta-enhancer TR12, and the remaining topological distortions were eliminated by careful layout. Performance is shown in Fig 18. I am aware that the distortion figures given here are unusually low for power amplifiers, but I would emphasise they are not freak results nor dependant on component selection. The only aspect of the linearity directly affected by device characteristics is distortion below 8 Ohms, as described in 5.3.1. So far more than twenty thousand 260W8-Ohm amplifiers based on the Blameless methodology have been built, with completely repeatable performance. 7. CONCLUSIONS. In this paper I have attempted a concise but complete account of power amplifier distortion. The linearity obtainable with relatively conventional circuitry is far better than one would suspect. It also shows that if power amplifier distortion is to be eradicated entirely, future work must be focused on the output stage distortions. DIAGRAM CAPTIONS. Fig 1: Fig 1a is the genericLin power amplifier circuit, with typical component values. 1b shows the small-signal Class-A output stage that replaces TR6-9 to make a model amplifier. Fig 2: The measured open-loop gain for Fig 1. Closed-loop gain is 27 dB, so feedback factor is easily calculated. 535b Fig 3: Generic amplifier THD plot, for 8 and 4 Ohm loading. Measurement bandwidth always 80 kHz, unless stated otherwise. Fig 4: Input stage transconductance against input voltage, for varying emitter degeneration resistances. Gain is lower but more constant for higher values. Fig 5: Input pair distortion from model amplifier. HF distortion is reduced as pair approaches balance, and is least when current - mirror enforces balance. 279b Fig 6: Test circuit for isolation of input distortion. Note the opamp works between 0V and -30V rails. Fig 7: Input distortion in isolation, showing that even a small Ic imbalance seriously increases distortion. Rise in curves below -10 dBu is due to noise floor. 223b Fig 8: Input stages, showing how value of R2 sets Ic balance. The third version with a degenerated current-mirror enforcing balance, gives the best results. Fig 9 The constant-gm degeneration technique. Both stages have the same transconductance, but the degenerated version is ten times more linear. Fig 10: VAS distortion in isolation, showing its reduction as the negative supply rail voltage is increased. Fig 11: VAS configurations. 11a, b show the two standard topologies. 11c, d are two methods for increasing local NFB through Cdom. 11e, f show VAS buffering. Fig 12: THD plot for a model amplifier at 15 Vrms. The middle trace shows an amplifier based on the small-signal section of Fig 33 the upper shows the extra VAS distortion without beta - enhancer TR12. The bottom trace is the distortion of the Audio Precision test system note the step at 20 kHz. 578b Fig 13: Standard Emitter-Follower, CFP, FET source-follower output stages. Fig 14: 14a: THD residual for underbiased Class-B, with spikes. 14b: Optimal-bias Class-B, showing discontinuity at crossover that cannot be removed. 14c: Class AB. Note the edges introduced by gm-doubling. Fig 15: Incremental gain diagram for Emitter-Follower output stages, loading from 16 to 2 Ohms Fig 16: Incremental gain diagram for CFP output stage, loading from 16 to 2 Ohms Fig 17: Incremental gain diagram for FET source-follower output stage, loading 16 to 2 Ohms. Fig 18 THD plot for a Blameless Class-B amplifier, 40W into 8 Ohms. Invar 1a. Fig 19 Large Signal Nonlinearity reduction by using sustained-beta output devices, doubled. 20W into 8 Ohms. Invar 23a. Fig 20 Crossover distortion with output stage underbiased by varying amounts. Lowest curve is for optimal biasing, and is essentially noise. 550 Fig 21 Crossover distortion at increasing frequencies for EF output stage. Note low-distortion area below -15 dB. (ref 25W8 Ohm) 551b Fig 22 Crossover distortion at increasing frequencies for CFP output stage. Low-distortion area is absent. 552b Fig 23 Crossover distortion under light loading. 68 Ohms is sufficient to produce measurable crossover. 541a Fig 24 The VAS collector impedance falls as frequency increases, due to local NFB through Cdom. Fig 25 VAS loading (Distortion 4) is present below 2 kHz if no measures to deal with it are taken. Fig 26 The varying input impedance of an EF output stage. Fig 27: Severe effect of misconnected rail decoupling: Distortion 5. Fig 28: Induction of half-wave currents: Distortion 6. Fig 29: Principle of NFB takeoff-point error: Distortion 7. Fig 30: The effect of NFB Takeoff-Point distortion. Fig 31: Electrolytic capacitor non-linearity for small sizes, eg in NFB arm: Distortion 8. Fig 32: Distortion from large electrolytic used as amplifier output capacitor: Distortion 8. 564a Fig 33: Circuit of Blameless power amplifier. Circuit changes from Fig 1 are minor. REFERENCES. 1 Lin, H C Transistor Audio Amplifier Electronics, Sept 1956, p173 2 Feucht Handbook of Analog Circuit Design Academic Press 1990, p256. (Pole-splitting) 3 Stocchino, G Letters, Electronics World, July 1995, p597. 4 Gray Meyer Analysis Design of Analog Integrated Circuits. Wiley 1984, p194. (tanh law of simple pair) 5 Gray Meyer Ibid, p256. (tanh law of current-mirror pair) 6 Gray Meyer Ibid, p251 (VAS law is portion of exponential) 7 Self, D Audio Power Amplifier Design Handbook. Newnes 1996, p231. ISBN 0-7506-2788-3 (poor FET linearity) 8 Self, D FETs vs BJTs - the linearity competition. Electronics Wireless World, May 1995 p387. (poor FET linearity) 9 Self, D Distortion In Power Amplifiers, Part 8. Electronics Wireless World, March 1994, p225 (Class A amp) 10 Self, D Thermal dynamics of Power Amplifiers: I Electronics World, May 1996, p410. 11 Self, D Thermal dynamics of Power Amplifiers: II Electronics World, June 1996, p481. 12 Self, D Thermal dynamics of Power Amplifiers: II Electronics World, Oct 1996, p754. 13 Self, D Load Invariant Audio Power Electronics World, Jan 1997, p16 (Beta droop) 14 Self, D Distortion In Power Amplifiers: Part 5. Electronics World, Dec 1993, p1011. (HF switchoff distortion losses) 15 Self, D Audio Power Amplifier Design Handbook. Newnes 1996, p128. ISBN 0-7506-2788-3 (VAS linearisation reduces collector impedance) 16 Self, D Distortion In Power Amplifiers: Part 3. Electronics World, Oct 1993, p820. (VAS linearisation) 17 Cherry, E A New Distortion Mechanism In Class-B amplifiers. JAES May 1981, p237. (Inductive distortion) 18 Baxandall, P Private communication, 1995 19 Self, D A Trimodal Power amplifier: I Wireless World, June 1995, p462 20 Self, D Load-Invariant Audio Power Electronics Wireless World, Jan 1997, p16 Douglas Self, London, Jan 1997. Words 9441The license information in the softkey, hardkey and VT hardware are all remotely upgradable. USB Hardkey for Multi-Instrument Series US39.95 Free Express Shipping It does not need a driver to run and thus is hassle free. It will be initialized to the license level purchased. With this option, you can run the software on the registered computer with the softkey, and on any computer with the hardkey. Full Package Pro all add-on modules, FREE upgrade for the same license level for life License Options: 1) Softkey activated license (locks to the registered computer) 2)VT hardware activated license (locks to the purchased VT hardware) Optionally, a USB hardkey (locks to the hardkey) can be purchased per softkey or VT hardware activated license 1. Introduction Multi-Instrument is a powerful multi-function virtual instrument software. It is a professional tool for time, frequency and time-frequency domain analysis. It supports a variety of hardware ranging from sound cards which are available in almost all computers to proprietary ADC and DAC hardware such as NI DAQmx cards, VT DSOs, VT RTAs and so on. It consists of the following instruments and functions. Oscilloscope Digital Oscilloscope Transient Recorder Data Recorder Voltmeter Lissajous Plot Digital Filters Persistence Mode Equivalent Time Sampling Signal Generator Function Generator Arbitrary Generator Burst Generator White Noise Generator Pink Noise Generator MultiTone Generator MLS Generator Musical Scale Generator DTMF Generator Frequency Sweep Amplitude Sweep Fade InFade Out DDS amp Streaming Modes DC Offset supported Multimeter Voltmeter, SPL Meter, Frequency Counter, RPM Meter, Counter, Duty Cycle Meter, FV Meter Spectrum Analyzer Amplitude Spectrum Analyzer Power Spectrum Analyzer Real Time Analyzer Octave Analyzer Phase Spectrum Analyzer Correlation Analyzer Freq. Response Measurement Distortion Analyzer Noise Analyzer Harmonics Analyzer Dynamic Signal Analyzer Coherence Measurement Transfer Function Measurement Impulse Response Measurement Spectrum 3D Plot Waterfall Plot Spectrogram Vibrometer Displacement, Velocity, Acceleration Conversion Data Logger 88 Derived Data Point Logger 151 Derived Data Points 16 User Defined Data Points Device Test Plan User Defined Plan 8 X-Y Plots 1 Test Report LCR Meter Inductor Meter Capacitor Meter Resistor Meter Impedance Meter DDP Viewer Display Derived Data Points HH, H, L, LL Alarming Software Customization amp Development Most Flexible Configuration ActiveX Automation Supported vtDAQ amp vtDAO Open Interfaces VC, VB, VC, Labview Samples System Requirement Windows XPVISTA7810, 32 or 64 bit, screen resolution 1024600 or higher. ADCDAC Hardware supported 81624 bit Windows compatible sound card (MMEASIO driver) NI DAQmx compatible cards VT DSO F1H1H2H3 series VT DAQ 12 series, VT DAO 1 series . Language supported English, French, German, Italian, Spanish, Portuguese, Russian Simplified Chinese, Traditional, Chinese, Japanese, Korean.